电子电路中电源的6个设计经验

对付两个输出端都供应实际功率(5V 2A和12V 3A，两者都可实现 5%调节)的双路输出反激式电源来说，当电压达到12V时会进入零负载状态，而无法在5%限度内进行调节。
线性稳压器是一个可实施的办理方案，但由于价格昂贵且会降落效率，仍不是空想的办理方案。

我们建议的办理方案是在12V输出端利用一个磁放大器，即便是反激式拓扑构造也可利用。
为了降落本钱，建议利用铁氧体磁放大器。
然而，铁氧体磁放大器的掌握电路与传统的矩形磁滞回线材料(高磁导率材料)的掌握电路有所不用。
铁氧体的掌握电路(D1和Q1)可接管电流以便坚持输出端供电。
该电路已经由全面测试。
变压器绕组设计为5V和13V输出。
该电路在实现12V输出 5%调节的同时，乃至还可以达到低于1W的输入功率(5V 300 mW和12V零负载)。

图1

2、利用现有的消弧电路供应过流保护

考虑一下5V 2A和12V 3A反激式电源。
该电源的关键规范之一便是当12V输出端达到空载或负载极轻时，对5V输出端供应过功率保护(OPP)。
这两个输出端都提出了 5%的电压调节哀求。

对付常日的办理方案来说，利用检测电阻会降落交叉稳压性能，并且保险丝的价格也不菲。
而现在已经有了用于过压保护(OVP)的消弧电路。
该电路能够同时知足OPP和稳压哀求，利用部分消弧电路即可实现该功能。

从图2可以看出，R1和VR1形成了一个12V输出端有源假负载，这样可以在12V输出端轻载时实现12V电压调节。
在5V输出端处于过载情形下时，5V输出端上的电压将会低落。
假负载会接管大量电流。
R1上的电压低落可用来检测这一大量电流。
Q1导通并触发OPP电路。

图2

3、有源并联稳压器与假负载

在线电压AC到低压DC的开关电源产品领域中，反激式是目前最盛行的拓扑构造。
这个中的一个紧张缘故原由是其独占的本钱效益，只需向变压器次级添加额外的绕组即可供应多路输出电压。

常日，反馈来自对输出容差有最严格哀求的输出端。
然后，该输出端会定义所有其它次级绕组的每伏圈数。
由于漏感效应的存在，输出端不能始终得到所需的输出电压交叉稳压，特殊是在给定输出端因其它输出端满载而可能无负载或负载极轻的情形下更是如此。

可以利用后级稳压器或假负载来防止输出端电压在此类情形下升高。
然而，由于后级稳压器或假负载会造成本钱增加和效率降落，因而它们缺少足够的吸引力，特殊是在近年来对多莳花费类运用中的空载和/或待机输入功耗的法规哀求越来越严格的情形下，这一设计开始受到冷落。
图3中所示的有源并联稳压器不仅可以办理稳压问题，还能够最大限度地降落本钱和效率影响。

图3：用于多路输出反激式转换器的有源并联稳压器。

该电路的事情办法如下：两个输出端都处于稳压范围时，电阻分压器R14和R13会偏置三极管Q5，进而使Q4和Q1保持在关断状态。
在这样的事情条件下，流经Q5的电流便充当5V输出端很小的假负载。

5V输出端与3.3V输出真个标准差异为1.7V。
当负载哀求从3.3V输出端得到额外的电流，而从5V输出端输出的负载电流并未等量增加时，其输出电压与3.3V输出真个电压比较将会升高。
由于电压差异约超过100 mV，Q5将偏置截止，从而导通Q4和Q1并许可电流从5V输出端流到3.3V输出端。
该电流将降落5V输出真个电压，进而缩小两个输出端之间的电压差异。

Q1中的电流量由两个输出真个电压差异决定。
因此，该电路可以使两个输出端均保持稳压，而不受其负载的影响，纵然在3.3V输出端满载而5V输出端无负载这样最差的情形下，仍能保持稳压。
设计中的Q5和Q4可以供应温度补偿，这是由于每个三极管中的VBE温度变革都可以彼此抵消。
二极管D8和D9不是必需的器件，但可用于降落Q1中的功率耗散，从而无需在设计添加散热片。

该电路只对两个电压之间的相对差异作出反应，在满载和轻负载条件下基本不起浸染。
由于并联稳压器是从5V输出端连接到3.3V输出端，因此与接地的并联稳压器比较，该电路的有源耗散可以降落66%。
其结果是在满载时保持高效率，从轻负载到无负载的功耗保持较低水平。

4、采取StackFET的高压输入开关电源

利用三相交流电进行事情的工业设备常常须要一个可以为仿照和数字电路供应稳定低压直流电的赞助电源级。
此类运用的范例包括工业传动器、UPS系统和能量计。

此类电源的规格比现成的标准开关所需的规格要严格得多。
不仅这些运用中的输入电压更高，而且为工业环境中的三相应用所设计的设备还必须容许非常宽的颠簸—包括跌落韶光延长、电涌以及一个或多个相的有时丢失。
而且，此类赞助电源的指定输入电压范围可以达到57 VAC至580 VAC之宽。

设计如此宽范围的开关电源可以说是一大寻衅，紧张在于高压MOSFET的本钱较高以及传统的PWM掌握环路的动态范围的限定。
StackFET技能许可组合利用不太昂贵的、额定电压为600V的低压MOSFET和Power Integrations供应的集成电源掌握器，这样便可设计出大略便宜并能够在宽输入电压范围内事情的开关电源。

图4：采取StackFET技能的三相输入3W开关电源。

该电路的事情办法如下：电路的输入端电流可以来自三相三线或四线系统，乃至来自单相系统。
三相整流器由二极管D1-D8构成。
电阻R1-R4可以供应浪涌电流限定。
如果利用可熔电阻，这些电阻便可在故障期间安全断开，无需单独配备保险丝。
pi滤波器由C5、C6、C7、C8和L1构成，可以过滤整流直流电压。

电阻R13和R15用于平衡输入滤波电容之间的电压。

当集成开关(U1)内的MOSFET导通时，Q1的源端将被拉低，R6、R7和R8将供应栅极电流，并且VR1到VR3的结电容将导通Q1。
齐纳二极管VR4用于限定施加给Q1的栅极源电压。
当U1内的MOSFET关断时，U1的最大化漏极电压将被一个由VR1、VR2和VR3构成的450 V箝位网络箝位。
这会将U1的漏极电压限定到靠近450 V。

与Q1相连的绕组结束时的任何额外电压都会被施加给Q1。
这种设计可以有效地分配Q1和U1之间的整流输入直流电压和反激式电压总量。
电阻R9用于限定开关怀换期间的高频振荡，由于反激间隔期间存在漏感，箝位网络VR5、D9和R10则用于限定低级上的峰值电压。

输出整流由D1供应。
C2为输出滤波器。
L2和C3构成次级滤波器，以减小输出真个开关纹波。

当输出电压超过光耦二极管和VR6的总压降时，VR6将导通。
输出电压的变革会导致流经U2内的光耦二极管的电流发生变革，进而改变流经U2B内的晶体管的电流。
当此电流超出U1的FB引脚阈值电流时，将抑制下一个周期。
输出稳压可以通过掌握使能及抑制周期的数量来实现。
一旦开关周期被开启，该周期便会在电流上升到U1的内部电流限定时结束。
R11用于限定瞬态负载时流经光耦器的电流，以及调度反馈环路的增益。
电阻R12用于偏置齐纳二极管VR6。

IC U1 (LNK 304)具有内置功能，因此可根据反馈旗子暗记消逝、输出端短路以及过载对该电路供应保护。
由于U1直接由其漏极引脚供电，因此不须要在变压器上添加额外的偏置绕组。
C4用于供应内部电源去耦。

5、选择好的整流二极管可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降落其本钱

该电路可以简化AC/DC转换器中的EMI滤波器电路并降落其本钱。

要使AC/DC电源符合EMI标准，就须要利用大量的EMI滤波器器件，例如X电容和Y电容。
AC/DC电源的标准输入电路都包括一个桥式整流器，用于对输入电压进行整流(常日为50-60 Hz)。
由于这是低频AC输入电压，因此可以利用如1N400X系列二极管等标准二极管，另一个缘故原由是这些二极管的价格是最便宜的。

这些滤波器器件用于降落电源产生的EMI，以便符合已发布的EMI限定。
然而，由于用来记录EMI的丈量只在150 kHz时才开始，而AC线电压频率只有50或60 Hz，因此桥式整流器中利用的标准二极管(拜会图1)的反向规复韶光较长，且常日与EMI产生没有直接关系。

然而，过去的输入滤波电路中有时会包括一些与桥式整流器并联的电容，用来抑制低频输入电压整流所造成的任何高频波形。

如果在桥式整流器中利用快速规复二极管，就无需利用这些电容了。
当这些二极管之间的电压开始反向时，它们的规复速率非常快(拜会图2)。
这样通过降落随后的高频关断急变以及EMI，可以降落AC输入线中的杂散线路电感激励。
由于2个二极管可以在每半个周期中实现导通，因此4个二极管中只须要2个是快速规复类型即可。
同样，在每半个周期进行导通的两个二极管中，只须要个中一个二极管具有快速规复特性即可。

图6：在AC输入端利用桥式整流器的SMPS的范例输入级。

图7：输入电压和电流波形显示了反向规复结束时的二极管急变。

6、用软启动禁止低本钱输出来遏制电流尖峰

为知足严格的待机功耗规范哀求，一些多路输出电源被设计为在待机旗子暗记为活动状态时断开输出连接。

常日情形下，通过关闭串联旁路双极晶体管(BJT)或MOSFET即可实现上述目的。
对付低电流输出，如果在设计电源变压器时充分考虑到晶体管的额外压降情形，则BJT可成为MOSFET的得当替代品，且本钱更为低廉。

图十所示为大略的BJT串联旁路开关，电压为12 V，输出电流强度为100 mA，并带有一超大电容(CLOAD)。
晶体管Q1为串联旁路元件，由Q2根据待机旗子暗记的状态来掌握其开关。
电阻R1的值是额定的，这样可确保Q1有足够的基值电流在最小Beta和最大的输出电流下以饱和的状态事情。
PI建议额外添加一个电容器(Cnew)，用以调节导通时的瞬态电流。
如果不添加Cnew，Q1在导通后即迅速进入电容性负载，并因而产生较大的电流尖峰。
为调节该瞬态尖峰，须要增加Q1的容量，这便导致了本钱的增加。

用作Q1额外“密勒电容”的Cnew可以肃清电流尖峰。
该额外电容可限定Q1集电极的dv/dt值。
dv/dt值越小，流入Cload的充电电流就越少。
为Cnew指定电容值，使得Q1的空想输出dv/dt值与Cnew值相乘即是流入R1的电流。

式2

图8：大略的软启动电路可以禁止待机时的电源输出，同时肃清导通时的电流尖峰因此，可利用小型晶体管(Q1)来保持低本钱